已工作的人祝各位今年取得好成绩！！

王其奇 · 发表于 2013-7-11 02:11:22

本帖最后由王其奇于 2013-7-11 02:27 编辑

今晚加班回来，看了一下《北京遇上西雅图》，看完了居然失眠了，一直纳闷，原来智能车竞赛又快分区赛了，难怪失眠，估计是历史节奏的遗留。回首已经过去2年了，当时浙大的华东赛和西北工大的总决赛，一幕幕依稀在记忆。本来一直准备发表一些技术贴，帮助很多起步的车友尽快明白很多基础知识，少走弯路，但是无奈工作的事情蛋疼菊紧，经常加班到9点多，然后骑车回来，第二天7点多又爬起来。所以一直没有给出心中的预想，估计在分区赛后会有空闲，利用周末出一些经验和技术吧，就当“HDU的一些所谓专利”有效期过了。
主要上架的包括最核心也最头疼的驱动电路，L298啥的就不提了，4N驱动方案中，IR2104这个的话8V无法自举，IR2302就行，但是IR2302有限制，可自己查。IR2104一定要用，那么VCC供电就该升压一下，boost的话PCB占用空间较大，而且升压电路易损坏，故可以使用经济型self-boot（自举）电路实现。常规H桥的话可以自己先学习。
机械结构的话这个扯起来就太多了，也只能周末有空再写写，万恶的周六加班···
对于智能车结束后，能考研的尽量考研，在学校多学习和混两年会好一些，小本进公司的话没啥优势，就是一跑腿打杂的，还搭上青春做无用功。实在有情况的，那也选对就业的方向，个人建议。工作确实辛苦，而且是异常的，没了自由和自己的安排，永远都解决不完的问题和做不完的工作，最苦的是没有妹子相伴，一个屌丝孤独的混迹。
最后祝各位今年在智能车赛场收获最美的果实！！能收获一个妹子就最好了，呵呵，纯真男的理想。

王其奇 · 发表于 2013-7-11 02:28:49

居然是元老了，一年多没来过了，不知那些骨灰级的高手和前辈都在忙什么。

王其奇 · 发表于 2013-7-11 02:40:45

本帖最后由王其奇于 2013-7-11 02:43 编辑

4.1H桥驱动电路设计
传统H桥驱动电路如图4-1所示，是一个典型的直流电机控制电路。电路取名“H桥式驱动电路”是因为它的形状酷似字母H。4个三极管（实际使用时也可以替换为对应的增强型功率MOSFET）组成H的4条垂直腿，而电机就是H中的横杠（注意：图4-1只是示意图，而不是完整的电路图，其中三极管的驱动电路没有画出来）。

图4-1 传统H桥驱动电路
H桥的驱动原理在此不再说明，在第三节中已经阐明。在此着重分析本文涉及的高效H桥与传统H桥的区别和优缺点。因为电机驱动需要较大的功率和效率，使用三极管等将会存在较大的管压降和电流限制，所以大功率直流电机驱动方案均采用增强型MOSFET（HEX MOSFET），尤其是使用大功率 HEX NMOSFET。因为MOSFET为压控器件，控制的开关频率可以很高，并且前级驱动理论上没有功耗，所以使用HEX MOSFET的直流电机驱动器效率都比较高。
但是这种HEX MOSFET驱动频率依旧有它的缺点和限制因素。由模电知识可知，该H桥Q1和Q2为左右桥臂的上管，IRF4905均为P沟道MOSFET，访问Iternational Rectifier（IR）公司网站查询IRF4905规格书可知：漏极和源极耐压55V，最小导通阻抗0.02Ω（Vgs=-10V，Id=-38A），漏源最大电流74A。虽然采用了先进的处理技术，但是由于半导体技术的限制，故P沟道MOSFET的最小导通阻抗依然有0.02欧姆，这对于电机控制系统来说是很严重的问题。因为实际情况下Vgs（栅极和源极的电压）不一定能达到-10V ,那么就会出现上管PMOSFET导通不彻底，那么导通阻抗就会大幅度增大。该MOSFET上如果流过5A的电流，导通阻抗平均为0.1欧姆，那么在该MOSFET上将会有2.5W的发热损耗。这样的话对于MOSFET和整个系统是一个潜在的威胁。下管由于是N沟道MOSFET，所以导通阻抗会小的多。查询可知下管IRF3205的相关资料：漏极和源极耐压55V，最小导通阻抗8mΩ（0.008Ω）（Vgs=10V，Id=62A），漏源最大电流110A。并且下管的Vgs是直接对地的，故下管一般导通比较充分。H桥驱动电路如图4-2所示。

图4-2 传统MOS管H桥驱动电路
由此我采用了4NMOSFET驱动方案，如图4-3所示。顾名思义即是4个桥臂的MOSFET均采用N沟道MOSFET，由模电知识可知，此电路需要解决上管的开启电压，即上管Vgs需要大于对应NMOSFET的开启电压。左右两侧的端口分别为2个驱动信号，左右蓝色圆圈为NMOSFET前级驱动电路，未画出。主H桥为4个NMOSFET组成，可知下管的NMOSFET能导通彻底，而上管在电机转动时将不能彻底导通。原因在于假设电机转动了，则左侧上管和右侧下管导通，那么左侧上管的源极电压接近VCC，那么Vgs接近0V，与Q1导通矛盾，所以上管需要解决导通电压Vgs的问题。

图4-3 4N MOS管H桥驱动电路
为了解决此问题，可以采取以下在左右圆圈处（实际为MOSFET栅极电压前级驱动电路）修改前级驱动电压的三种方法：
1：前级一般采用IR4426、IR4427、IR4428等半桥驱动芯片，为了使上管NMOSFET在电机转动时拥有较高Vgs而彻底导通，则上管NMOSFET的Vgs高电平需要达到2*VCC，则可以使用BOOST电路为前级的IR4426、IR4427、IR4428等半桥驱动芯片供电，使之能够在驱动时为上管提供正常开启电压。
BOOST升压电路可采用小封装的LM2731或者AP3012等SOT23-5的BOOST芯片，AP3012升压电路典型电路如图4-4，具体升压可参照具体情况而定。

图4-4 AP3012 BOOST升压电路
2：BOOST电路为前级驱动供电的方案稳定（PWM占空比可达100%）但是成本较高，而且占用PCB面积大，会带来空间布局和EMC、EMI等问题，对此，可使用Self-Boot（自举）电路来代替BOOST电路。典型的BOOST电路如图4-5所示，使用Cadence仿真见图4-6。

图4-5 自举升压电路
采用2个肖特基二极管（减少压降）和几个电容电阻即可完成自举，原理在此不进行讲解，推理即可。其中8Vdc可以是其他相关电压，V3模拟PWM信号，本设计中未使用DSC56F8323产生，因为I/O口的PWM驱动能力太弱，不足以提供C3的快速反应电流。强有力的PWM信号可从BUCK电路处获得，该PWM从BUCK的初级输出，即滤波电感（续流二极管）处，该处波形可查看SY8133 BUCK电路的介绍。
调节图4-5中的电容、电阻值，可以增大自举电路的带动负载能力，如图所示使用Cadence仿真可以带动100mA的负载，因为BUCK处获取的PWM信号频率较高，故自举电路带载能力较强，和BOOST电路相比相差不是特别大。最主要还是该方案成本低廉，占用PCB面积小，无EMC和EMI等问题。
图4-6中毛刺波形即为C3和二极管D3阴极处波形，可以看出该波形为PWM推挽C3使C3两端的电荷不断累积，然后经二极管单向导通作用，在Vout处输出8*2-2*0.7=14.6V的电压。如图平滑曲线表示的自举输出电压，实际仿真的二极管为0.7V压降，故输出只有14.6V输出。

图4-6 自举升压电路Cadence仿真
3：直接使用带自举功能的半桥驱动芯片，例如IR2104（VCC>10V）、IR2302（VCC>5V），这类芯片内部集成了方案2的自举电路，外部接一个自举电容即可，典型应用如图4-7所示。此类芯片的优势是内部含有死区时间控制电路，IR2014 Deadtime（typ）为520nS，死区时间可以防止驱动信号的频率太高或者驱动异常时导致任一半桥的上下管同时导通。但是此电路最大PWM占空比一般不能超过95%,否则不能完成自举从而导致驱动上管NOMSFET失败。

图4-7 带自举功能的半桥驱动芯片IR2104
综合比较后，本次设计方案采用方案3作为高效H桥驱动电路，主要是考虑到稳定性和便捷性，IR2104搭配IRF7843（Vds=30V，Rds（on）=3.3mΩ，Is=161A），制作的高效H桥驱动电路足以满足系统要求。